Übungsaufgaben zu Bipolartransistor als Verstärker: Kennlinienfeld, Arbeitspunkt, Grundschaltungen und Konstantstromquelle

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Erstelle neue Übungsaufgaben zum Thema „Bipolartransistor als
Verstärker: Kennlinienfeld, Arbeitspunkt, Grundschaltungen und
Konstantstromquelle“.

Bauplan: Halte Dich an Aufbau, Kompetenzstufen, Operatoren,
Anforderungsbereiche, Punkte und Zeitschätzung, die im Artikel
https://oer-informatik.de/aufgaben-aufbau beschrieben sind.

Fachliche Grundlage:
- https://oer-informatik.de/bipolartransistor-verstaerker
- https://oer-informatik.de/transistor-als-schalter
- https://oer-informatik.de/z-dioden
- Stilbeispiel: https://oer-informatik.de/bipolartransistor-verstaerker-uebungsaufgaben

Die Aufgaben sollen Inhalte zu diesen Schlagwörtern abdecken:
- Bipolartransistor
- Arbeitspunkt
- Basisspannungsteiler
- Arbeitsgerade
- Verlustleistungshyperbel
- Emitterschaltung
- Spannungsverstärkung
- Koppelkondensator
- Konstantstromquelle
- Datenblatt

Kompetenzstufe: Kernkompetenz (alternativ: Basiskompetenz, Profilkompetenz, Expertise)
Anzahl: 1 Aufgabe mit Teilaufgaben
Bearbeitungszeit in Minuten ca.: <5 bis 30 min>
Szenario: eines der Szenarien aus dem Bauplan

Vorgehen:
1. Lies zuerst die verlinkten Artikel. Kannst Du keine Webseiten
   abrufen, sag mir das, statt zu raten.
2. Steht bei einer Angabe noch ein Platzhalter in <…>, frag mich
   zuerst danach. Richte Punkte und Zahl der Teilaufgaben nach der
   Bearbeitungszeit (ca. 0,9 min je Punkt).
3. Gib je Aufgabe Titel mit Kompetenzstufe, Ausgangssituation und
   Teilaufgaben mit Operator und Punktzahl aus, dazu die geschätzte
   Bearbeitungszeit.
4. Gib die Beispiellösungen mit Punkteverteilung erst aus, wenn ich
   danach frage.

Geg.: U_\mathrm{B} = 9\ \mathrm{V}; I_\mathrm{C} = 1{,}0\ \mathrm{mA}; U_\mathrm{BE} = 0{,}62\ \mathrm{V}; R_\mathrm{C} = 3{,}9\ \mathrm{k\Omega}; R_\mathrm{E} = 820\ \Omega; C_\mathrm{E} = 100\ \mathrm{\mu F}; C_1 = 1\ \mathrm{\mu F}; BC549C: h_\mathrm{FE} = 420 \dots 800, f_\mathrm{T} = 300\ \mathrm{MHz}, P_\mathrm{tot} = 500\ \mathrm{mW}

Ges.: Bedeutung der Typbezeichnung; Stromverstärkung für die Auslegung; Begründung zu f_\mathrm{T}

• B: Halbleitermaterial Silizium; C: Kleinsignaltransistor für niedrige Frequenzen (NF); 549: Seriennummer; C: Stromverstärkungsgruppe C (2 Punkte).

• Ausgelegt wird mit dem kleinsten Wert der Gruppe, \underline{\underline{B = 420}}: Dann ist der Querstrom auch beim ungünstigsten Exemplar mindestens zehnmal so groß wie der Basisstrom (1 Punkt).

• Die Stromverstärkung sinkt erst oberhalb von etwa f_\mathrm{T} : \beta = 300\ \mathrm{MHz} : 800 \approx 375\ \mathrm{kHz} – das ist fast hundertmal mehr als die höchste Sprachfrequenz von 4\ \mathrm{kHz} (1 Punkt).

Ges.: R_1, R_2 für q = 10; Normwerte E12

\begin{aligned} &\text{(I)} && U_\mathrm{E} = I_\mathrm{C} \cdot R_\mathrm{E} \quad (I_\mathrm{E} \approx I_\mathrm{C}) \\ &\text{(II)} && U_{R2} = U_\mathrm{E} + U_\mathrm{BE} \\ &\text{(III)} && I_\mathrm{B} = \frac{I_\mathrm{C}}{B} \qquad I_\mathrm{q} = q \cdot I_\mathrm{B} \\ &\text{(IV)} && U_\mathrm{B} = U_{R1} + U_{R2} \quad \text{mit} \quad U_{R1} = (I_\mathrm{q} + I_\mathrm{B}) \cdot R_1, \quad U_{R2} = I_\mathrm{q} \cdot R_2 \end{aligned}

(2 Punkte) Nacheinander mit drei signifikanten Stellen:

U_\mathrm{E} = 1{,}0\ \mathrm{mA} \cdot 820\ \Omega = 0{,}820\ \mathrm{V} \qquad U_{R2} = 0{,}820\ \mathrm{V} + 0{,}62\ \mathrm{V} = 1{,}44\ \mathrm{V}

I_\mathrm{B} = \frac{1{,}0\ \mathrm{mA}}{420} \approx 2{,}38\ \mathrm{\mu A} \qquad I_\mathrm{q} = 10 \cdot 2{,}38\ \mathrm{\mu A} = 23{,}8\ \mathrm{\mu A}

IV nach R_2 bzw. R_1 umstellen:

\def\arraystretch{2.3} \begin{array}{rcl|l} U_{R2} & = & I_\mathrm{q} \cdot R_2 & \color{gray}{:I_\mathrm{q}} \\ R_2 & = & \dfrac{U_{R2}}{I_\mathrm{q}} = \dfrac{1{,}44\ \mathrm{V}}{23{,}8\ \mathrm{\mu A}} \approx \underline{\underline{60{,}5\ \mathrm{k\Omega}}} & \\ U_\mathrm{B} - U_{R2} & = & (I_\mathrm{q} + I_\mathrm{B}) \cdot R_1 & \color{gray}{:(I_\mathrm{q} + I_\mathrm{B})} \\ R_1 & = & \dfrac{U_\mathrm{B} - U_{R2}}{I_\mathrm{q} + I_\mathrm{B}} = \dfrac{9\ \mathrm{V} - 1{,}44\ \mathrm{V}}{26{,}2\ \mathrm{\mu A}} \approx \underline{\underline{289\ \mathrm{k\Omega}}} & \end{array}

(2 Punkte) Ohne gerundete Zwischenergebnisse ergibt sich: R_2 \approx 60{,}5\ \mathrm{k\Omega} und R_1 \approx 289\ \mathrm{k\Omega} – dieselben Werte.

Normwerte (2 Punkte): R_2 = \underline{\underline{56\ \mathrm{k\Omega}}} (näher als 68\ \mathrm{k\Omega}), R_1 = \underline{\underline{270\ \mathrm{k\Omega}}} (näher als 330\ \mathrm{k\Omega}). Nachgerechnet mit belastetem Teiler ergeben sich I_\mathrm{C} \approx 0{,}99\ \mathrm{mA} und U_\mathrm{CE} \approx 4{,}31\ \mathrm{V} – der Arbeitspunkt bleibt fast unverändert.

Ges.: U_\mathrm{CE}; Arbeitsgerade und Arbeitspunkt; Beurteilung; Prüfung mit Verlustleistungshyperbel

\begin{aligned} &\text{(I)} && U_\mathrm{B} = I_\mathrm{C} \cdot (R_\mathrm{C} + R_\mathrm{E}) + U_\mathrm{CE} \\ &\text{(II)} && I_\mathrm{C,hyp} = \frac{P_\mathrm{tot}}{U_\mathrm{CE}} \end{aligned}

\def\arraystretch{2.3} \begin{array}{rcl|l} U_\mathrm{CE} & = & U_\mathrm{B} - I_\mathrm{C} \cdot (R_\mathrm{C} + R_\mathrm{E}) & \\ U_\mathrm{CE} & = & 9\ \mathrm{V} - 1{,}0\ \mathrm{mA} \cdot 4{,}72\ \mathrm{k\Omega} = \underline{\underline{4{,}28\ \mathrm{V}}} & \end{array}

(1 Punkt) Arbeitsgerade aus I mit I_\mathrm{C} = 0 (Leerlaufpunkt 9\ \mathrm{V}) und U_\mathrm{CE} = 0 (Kurzschlusspunkt I_\mathrm{K} = \dfrac{9\ \mathrm{V}}{4{,}72\ \mathrm{k\Omega}} \approx \underline{\underline{1{,}91\ \mathrm{mA}}}) (2 Punkte):

Beurteilung (1 Punkt): Der Arbeitspunkt liegt mit U_\mathrm{CE} \approx 4{,}3\ \mathrm{V} \approx U_\mathrm{B} : 2 etwa in der Mitte der Arbeitsgeraden, also im aktiven Bereich mit etwa gleich viel Spielraum nach beiden Seiten – gut für eine unverzerrte Aussteuerung.

Verlustleistungshyperbel (2 Punkte): Selbst bei der größten Spannung U_\mathrm{CE} = 9\ \mathrm{V} liegt die Hyperbel bei I_\mathrm{C,hyp} = \dfrac{500\ \mathrm{mW}}{9\ \mathrm{V}} \approx 55{,}6\ \mathrm{mA}, weit über dem größten Strom der Arbeitsgeraden (1{,}91\ \mathrm{mA}). Die Hyperbel verläuft deshalb vollständig oberhalb der Arbeitsgeraden; \underline{\underline{\text{jeder Punkt ist zulässig}}}. Die größte Verlustleistung auf der Geraden (in ihrer Mitte) beträgt nur \dfrac{U_\mathrm{B}^2}{4 \cdot (R_\mathrm{C} + R_\mathrm{E})} \approx 4{,}29\ \mathrm{mW}.

Ges.: V_u mit C_\mathrm{E}; Phasenlage; \hat{u}_\mathrm{a} bei \hat{u}_\mathrm{e} = 5\ \mathrm{mV}

\begin{aligned} &\text{(I)} && r_\mathrm{e} = \frac{U_\mathrm{T}}{I_\mathrm{E}} \\ &\text{(II)} && V_u = -\frac{R_\mathrm{C}}{r_\mathrm{e}} \\ &\text{(III)} && \hat{u}_\mathrm{a} = |V_u| \cdot \hat{u}_\mathrm{e} \end{aligned}

r_\mathrm{e} = \frac{26\ \mathrm{mV}}{1{,}0\ \mathrm{mA}} = 26{,}0\ \Omega \qquad V_u = -\frac{3900\ \Omega}{26{,}0\ \Omega} = \underline{\underline{-150}}

(2 Punkte) Phasenlage: Das Minuszeichen bedeutet \underline{\underline{180°}} Phasenverschiebung; die Emitterschaltung invertiert (1 Punkt).

\hat{u}_\mathrm{a} = 150 \cdot 5\ \mathrm{mV} = \underline{\underline{0{,}750\ \mathrm{V}}}

(1 Punkt) Bei U_\mathrm{CE} \approx 4{,}3\ \mathrm{V} passt diese Amplitude unverzerrt in den Aussteuerbereich.

Ges.: Aufgabe von C_1; f_\mathrm{g}; Beurteilung

C_1 trennt die Gleichspannung des Mikrofonanschlusses von der Basis: Der Arbeitspunkt, den R_1 und R_2 einstellen, wird nicht verschoben, und durch das Mikrofon fließt kein Gleichstrom. Das Wechselsignal gelangt fast ungehindert zur Basis (1 Punkt).

\begin{aligned} &\text{(I)} && r_\mathrm{BE} = \beta \cdot r_\mathrm{e} \\ &\text{(II)} && R_\mathrm{ein} = R_1 \parallel R_2 \parallel r_\mathrm{BE} \\ &\text{(III)} && f_\mathrm{g} = \frac{1}{2 \pi \cdot R_\mathrm{ein} \cdot C_1} \end{aligned}

r_\mathrm{BE} = 420 \cdot 26{,}0\ \Omega \approx 10{,}9\ \mathrm{k\Omega} \qquad R_1 \parallel R_2 = \frac{270\ \mathrm{k\Omega} \cdot 56\ \mathrm{k\Omega}}{326\ \mathrm{k\Omega}} \approx 46{,}4\ \mathrm{k\Omega}

R_\mathrm{ein} = \frac{46{,}4\ \mathrm{k\Omega} \cdot 10{,}9\ \mathrm{k\Omega}}{57{,}3\ \mathrm{k\Omega}} \approx \underline{\underline{8{,}83\ \mathrm{k\Omega}}} \qquad f_\mathrm{g} = \frac{1}{2 \pi \cdot 8{,}83\ \mathrm{k\Omega} \cdot 1\ \mathrm{\mu F}} \approx \underline{\underline{18{,}0\ \mathrm{Hz}}}

(2 Punkte) Ohne gerundete Zwischenergebnisse ergibt sich: R_\mathrm{ein} \approx 8{,}84\ \mathrm{k\Omega} und f_\mathrm{g} \approx 18{,}0\ \mathrm{Hz}.

Beurteilung (1 Punkt): Sprache enthält kaum Anteile unter etwa 300\ \mathrm{Hz}; die Grenzfrequenz liegt weit darunter, Sprache wird nicht geschwächt.

Ges.: Änderung von I_\mathrm{C} und U_\mathrm{CE} bei R_2 = 39\ \mathrm{k\Omega}; Folge für große Signale

• Mit dem kleineren R_2 sinkt die Basisspannung (unbelastet 9\ \mathrm{V} \cdot \frac{39}{309} \approx 1{,}14\ \mathrm{V} statt 1{,}55\ \mathrm{V}). Damit sinken U_\mathrm{E} und \underline{\underline{I_\mathrm{C}\ \text{(auf etwa }0{,}57\ \mathrm{mA)}}}, und \underline{\underline{U_\mathrm{CE}\ \text{steigt (auf etwa }6{,}3\ \mathrm{V)}}} (2 Punkte).

• Der Arbeitspunkt wandert in Richtung Sperrbereich. Bei großen Signalen sperrt der Transistor zuerst: Die Halbwelle, in der die Kollektorspannung steigt, wird bei 9\ \mathrm{V} abgeschnitten – das Signal klingt verzerrt. Zusätzlich sinkt die Verstärkung, weil r_\mathrm{e} = 26\ \mathrm{mV} : 0{,}57\ \mathrm{mA} \approx 46\ \Omega größer wird (1 Punkt).

Ges.: Beurteilung der Messwerte; Fehlerursache

• U_\mathrm{BE} = 0{,}62\ \mathrm{V}: Die Basis-Emitter-Diode leitet (1 Punkt).

• U_\mathrm{E} = 0\ \mathrm{V}, obwohl Strom fließt: Am Emitterwiderstand fällt keine Spannung ab, der Emitter liegt direkt an Masse. U_\mathrm{C} = 0{,}08\ \mathrm{V}: Der Transistor ist gesättigt, weil ohne Gegenkopplung ein viel zu großer Basisstrom fließt (etwa (1{,}55\ \mathrm{V} - 0{,}62\ \mathrm{V}) : 46{,}4\ \mathrm{k\Omega} \approx 20\ \mathrm{\mu A} statt 2{,}4\ \mathrm{\mu A}) (1 Punkt).

• Ursache: \underline{\underline{\text{Emitterkondensator } C_\mathrm{E}\ \text{durchgeschlagen}}} (oder Emitter anders nach Masse kurzgeschlossen, z. B. Lötbrücke über R_\mathrm{E}) (1 Punkt).

Ges.: zwei Maßnahmen gegen Brummen und Rauschen

Je Maßnahme 1 Punkt, z. B.:

• Mikrofonleitung abgeschirmt und kurz ausführen, Schirm einseitig an Masse.

• Masse sternförmig führen, damit keine Brummschleife entsteht.

• Versorgung des Vorverstärkers mit Abblockkondensator (100 nF) und Elektrolytkondensator bzw. einem RC-Siebglied entkoppeln.

• Bandbreite auf den Sprachbereich begrenzen: kleineres C_1 (Hochpass gegen Brummen), Tiefpass gegen Rauschen.

• Abstand zu Netztransformatoren und Schaltnetzteilen vergrößern.

Geg.: U_\mathrm{B} = 13{,}0 \dots 16{,}8\ \mathrm{V}; 3 LEDs mit U_\mathrm{F} = 3{,}0\ \mathrm{V}; I = 20\ \mathrm{mA}; U_\mathrm{Z} = 3{,}3\ \mathrm{V}, I_\mathrm{Z,min} = 5\ \mathrm{mA}; B_\mathrm{min} = 100; U_\mathrm{BE} = 0{,}65\ \mathrm{V}; P_\mathrm{tot} = 250\ \mathrm{mW} bei 25\ \mathrm{°C}; T_\mathrm{j,max} = 150\ \mathrm{°C}; U_\mathrm{CE,min} = 1\ \mathrm{V}

Ges.: R_\mathrm{E} (E24, nächstkleiner); I

\begin{aligned} &\text{(I)} && U_\mathrm{Z} = U_\mathrm{BE} + I \cdot R_\mathrm{E} \quad (I \approx I_\mathrm{E}) \end{aligned}

\def\arraystretch{2.3} \begin{array}{rcl|l} U_\mathrm{Z} - U_\mathrm{BE} & = & I \cdot R_\mathrm{E} & \color{gray}{:I} \\ R_\mathrm{E} & = & \dfrac{U_\mathrm{Z} - U_\mathrm{BE}}{I} = \dfrac{3{,}3\ \mathrm{V} - 0{,}65\ \mathrm{V}}{20\ \mathrm{mA}} \approx \underline{\underline{133\ \Omega}} & \end{array}

(2 Punkte) Nächstkleinerer E24-Wert R_\mathrm{E} = \underline{\underline{130\ \Omega}}, damit I = \dfrac{2{,}65\ \mathrm{V}}{130\ \Omega} \approx \underline{\underline{20{,}4\ \mathrm{mA}}} (1 Punkt).

Ges.: R_\mathrm{V} (E24, nächstkleiner); I_\mathrm{Z} und P_\mathrm{Z} bei 16{,}8\ \mathrm{V}

\begin{aligned} &\text{(I)} && I_\mathrm{B} = \frac{I}{B_\mathrm{min}} \\ &\text{(II)} && U_\mathrm{B} = (I_\mathrm{Z} + I_\mathrm{B}) \cdot R_\mathrm{V} + U_\mathrm{Z} \\ &\text{(III)} && P_\mathrm{Z} = U_\mathrm{Z} \cdot I_\mathrm{Z} \end{aligned}

I_\mathrm{B} = \frac{20{,}4\ \mathrm{mA}}{100} \approx 0{,}204\ \mathrm{mA}

(1 Punkt) II mit U_\mathrm{B,min} und I_\mathrm{Z,min} nach R_\mathrm{V} umstellen:

\def\arraystretch{2.3} \begin{array}{rcl|l} U_\mathrm{B,min} - U_\mathrm{Z} & = & (I_\mathrm{Z,min} + I_\mathrm{B}) \cdot R_\mathrm{V} & \color{gray}{:(I_\mathrm{Z,min} + I_\mathrm{B})} \\ R_\mathrm{V} & = & \dfrac{13{,}0\ \mathrm{V} - 3{,}3\ \mathrm{V}}{5{,}20\ \mathrm{mA}} \approx \underline{\underline{1{,}87\ \mathrm{k\Omega}}} & \end{array}

Ohne gerundete Zwischenergebnisse ergibt sich: R_\mathrm{V} \approx 1{,}86\ \mathrm{k\Omega}. Gewählt: R_\mathrm{V} = \underline{\underline{1{,}8\ \mathrm{k\Omega}}} (1 Punkt).

Bei vollem Akku (II nach I_\mathrm{Z} umstellen):

I_\mathrm{Z} = \frac{16{,}8\ \mathrm{V} - 3{,}3\ \mathrm{V}}{1{,}8\ \mathrm{k\Omega}} - 0{,}204\ \mathrm{mA} = 7{,}50\ \mathrm{mA} - 0{,}204\ \mathrm{mA} \approx \underline{\underline{7{,}30\ \mathrm{mA}}}

P_\mathrm{Z} = 3{,}3\ \mathrm{V} \cdot 7{,}30\ \mathrm{mA} \approx \underline{\underline{24{,}1\ \mathrm{mW}}}

(2 Punkte) Das ist für eine Z-Diode mit z. B. 500\ \mathrm{mW} unkritisch. Bei leerem Akku fließen 5{,}19\ \mathrm{mA}, also mehr als der Mindeststrom.

Ges.: Konstanz des Stroms im Bereich 13{,}0 \dots 16{,}8\ \mathrm{V}

\begin{aligned} &\text{(I)} && U_\mathrm{B} = 3 \cdot U_\mathrm{F} + U_\mathrm{CE} + I \cdot R_\mathrm{E} \end{aligned}

U_{R\mathrm{E}} = 20{,}4\ \mathrm{mA} \cdot 130\ \Omega \approx 2{,}65\ \mathrm{V} \qquad U_\mathrm{CE} = U_\mathrm{B} - 9{,}0\ \mathrm{V} - 2{,}65\ \mathrm{V}

(1 Punkt) Bei 13{,}0\ \mathrm{V}: U_\mathrm{CE} = \underline{\underline{1{,}35\ \mathrm{V}}} \geq 1\ \mathrm{V}; bei 16{,}8\ \mathrm{V}: U_\mathrm{CE} = 5{,}15\ \mathrm{V} (1 Punkt). Der Transistor bleibt im ganzen Bereich im aktiven Bereich, \underline{\underline{\text{der Strom bleibt konstant}}}. Die Reserve bei leerem Akku beträgt aber nur 0{,}35\ \mathrm{V} – LEDs mit etwas größerer Durchlassspannung würden kurz vor der Abschaltschwelle dunkler (1 Punkt).

Ges.: P_\mathrm{V,max}; zulässige Verlustleistung bei 60\ \mathrm{°C}; Eignung

\begin{aligned} &\text{(I)} && P_\mathrm{V} = U_\mathrm{CE} \cdot I \\ &\text{(II)} && P_\mathrm{zul} = P_\mathrm{tot} \cdot \frac{T_\mathrm{j,max} - T_\mathrm{a}}{T_\mathrm{j,max} - 25\ \mathrm{°C}} \end{aligned}

(1 Punkt) Größte Verlustleistung bei vollem Akku (größtes U_\mathrm{CE}):

P_\mathrm{V} = 5{,}15\ \mathrm{V} \cdot 20{,}4\ \mathrm{mA} \approx \underline{\underline{105\ \mathrm{mW}}}

(1 Punkt)

P_\mathrm{zul} = 250\ \mathrm{mW} \cdot \frac{150\ \mathrm{°C} - 60\ \mathrm{°C}}{150\ \mathrm{°C} - 25\ \mathrm{°C}} = \underline{\underline{180\ \mathrm{mW}}}

(1 Punkt) 105\ \mathrm{mW} < 180\ \mathrm{mW}: Der Transistor ist \underline{\underline{\text{geeignet}}}; der Basisanteil U_\mathrm{BE} \cdot I_\mathrm{B} \approx 0{,}13\ \mathrm{mW} ist vernachlässigbar. Die Kupferfläche am Kollektoranschluss des SOT-23 sollte trotzdem nicht zu klein sein (1 Punkt).

Ges.: I bei +40\ \mathrm{K}; ausgleichende Basisreferenz und ihr Nachteil

U_\mathrm{BE}' = 0{,}65\ \mathrm{V} - 40\ \mathrm{K} \cdot 2\ \mathrm{mV/K} = 0{,}57\ \mathrm{V} \qquad I' = \frac{3{,}3\ \mathrm{V} - 0{,}57\ \mathrm{V}}{130\ \Omega} = \underline{\underline{21{,}0\ \mathrm{mA}}}

(2 Punkte) Der Strom steigt um etwa 3\ \%.

Vorschlag (1 Punkt): Eine Siliziumdiode in Durchlassrichtung in Reihe zur Z-Diode, thermisch eng mit dem Transistor gekoppelt. Dann ist U_{R\mathrm{E}} = U_\mathrm{Z} + U_\mathrm{F} - U_\mathrm{BE} \approx U_\mathrm{Z} = 3{,}3\ \mathrm{V}; die Drift von U_\mathrm{F} hebt die von U_\mathrm{BE} auf. R_\mathrm{E} wird etwa 3{,}3\ \mathrm{V} : 20\ \mathrm{mA} = 165\ \Omega. (Zwei Dioden statt der Z-Diode gleichen nicht aus: U_{R\mathrm{E}} = 2 \cdot U_\mathrm{F} - U_\mathrm{BE} driftet weiter um etwa -2\ \mathrm{mV/K}, bei nur 0{,}7\ \mathrm{V}.)

Nachteil (1 Punkt): Am Emitterwiderstand liegen nun etwa 3{,}3\ \mathrm{V} statt 2{,}65\ \mathrm{V}. Bei leerem Akku bleiben nur U_\mathrm{CE} = 13{,}0\ \mathrm{V} - 9{,}0\ \mathrm{V} - 3{,}3\ \mathrm{V} = 0{,}7\ \mathrm{V} < 1\ \mathrm{V} – kurz vor der Abschaltschwelle ist der Konstantstrom nicht mehr gesichert. Abhilfe wäre eine Z-Diode mit kleinerer Spannung (z. B. 2{,}7\ \mathrm{V}).